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一、探索在教學中自主合作性的電氣教學
(一)主功率電路的電源開關設計
此設計電源的技術指標如下:開關的頻率為5OHz±5%,效率大于85%,預定的最大占空比為Dmax=40%,輸入電壓Vin-=48(±20%),其中Vimin=43.2v,Vimax=52.8v,由此,可以算出:T=20us,Tonmax=8us,負載在10%至100%之間改變時,電壓的調整率小于5%,輸出功率為25瓦,允許的過載率為3%,輸出電壓的精度為正負0.5V,滿載輸出時,功率的因數大于0.99,紋波率小于等于1%。在解決問題的基礎上,設計出主功率電路的各個參數。此設計選定單端反激式變換器為主功率電路拓撲,采用DCM模式工作。這次設計的高頻變壓器的繞組為一次側初級繞組,初級匝數比為8,在最里層繞制,占空比的52%(保留12%裕度),當初級繞組后,必須使用絕緣膠帶包好,副邊的繞組最大功率地須貼近初級,使用分兩層繞,每層兩股,輔助輸出須加減15V繞組、主輸出±5V繞組以及供電給uC3842控制芯片的+12V饋電繞組。因為高頻變壓器需要留有空隙,絕緣帶須均勻地繞在磁芯兩邊,以防止磁飽和增加電感量。選擇MOS開關IRF640為功率開關,RIF640J就是第三代powerMOSFETs,其漏極的額定電流為18安培,導通時的電阻為0.15,耐壓值為200伏特,優點是堅固耐用、降低導通阻抗、轉換快速。為了保證MOS管的關斷可靠,這次設計中還加入了一個R15作為下拉電阻,其組值為20K、IN474,中功率穩壓值為18V的直插式穩壓二極管。這次的設計為了避免開關管承受峰值電壓過大而損壞,采用了與變壓器原邊并聯的RCD緩沖器吸收電路中的由尖峰電壓帶來的能量。經計算后,C=1.2nF,R=1,8K,UF4007二極管,VR=200V,Iav=1A。濾波電容使用CBB1044和100F/63V、22100F/63F一起構成的輸入端濾波電路,去消除整流輸出中的電壓紋波,使用CBB1044可以使直流電壓更平穩,濾除高頻分量。本設計中針對反激式開關電源中低壓大的特點選用+5V的輸出整流二極管RS560,VR=60V,IF=5A;整流二極管SR160,VR=60V,IF=1A。輸出的紋波電壓與反激式開關的電源輸出之間關系密切,為了令+5V紋波電壓<50mV,+15V時候的紋波電壓<150mV,就要使濾波電路紋波率<1%,所以選用了π型的濾波器;控制芯片uC3842的供電由12V濾波電路輸入。
(二)上切換電路設計中的電源開關設計
為了使反激式電源開關保持高效率,需在分壓限流電阻和控制芯片中間加入電切換電路。此設計可以使電源工作正常時,分壓供電電阻不會一直維持在高耗能狀態。
(三)U1.3842電源開關的電路外圍設計
采用U1.3842的電流型脈寬調制器控制芯片,并利用高頻變壓器與電網隔離。這種組合控制器外圍的電路比較簡單,工作頻率可高達500KHz,電壓的調整率可達到0.01%,啟動時的電流小于1毫安,工作電流為5毫安,是性能非常好的電流控制型的脈寬調制型芯片,而且該調制器管腳數量少,屬于單端輸出。計算出的工作頻率為48.8KHz,根據時鐘震蕩電路中CT=4.7Nf,RT-7.5K,實驗中功率留取一半作為余量,選用4個規格為0.25W、1.2的電阻并聯為采樣電阻,電容為3.9K。濾波及采樣電路中,檢流器件選用電阻。
(四)反饋電路的電源開關設計
電源開關的反饋電路設計非常重要,現在大多反激式開關設計都是用光耦PC817和TL431之間的電氣隔離,實現反饋電壓信號和控制芯片功能,但這樣的電路電壓輸出的調整范圍非常小,而筆者則拓展了這一范圍。通過在以前的反饋電路光耦輸出位置增加恒流源電路,使之吸收2mA的電流,便可實現分流總電流的目的,由此擴大光耦PC817的輸出電流范圍,輸出電壓的調節范圍也就變大了,因為再經過信號LM358的放大,其中的誤差也被放大,這樣就因錯誤過大而失去了意義。所以恒流源電路直接設計在了UC3842的1腳上,就不會出現錯誤被放大導致控制精度的下降。也減少了反饋信號的輸出時間,使電源的動態響應加快。經過改動后的電路調節范圍比原有設計擴大了23%,使拓寬光耦的電流有效輸入范圍增大,輸出電壓調節范圍增大。
二、總結
根據上面的數據,變壓器的初級電流波形為I(P),次級的電流波形為1(m),原邊電感與數個電容之間形成23%的震蕩,使關閉開關管有震蕩現象發生。所以這個位置的二極管必須使用結電容小的二極管。根據仿真圖1,當V3大于V2時,輔助電線圈電壓高于門限電壓(LM393門),系統將改換為+12V,這時電源的性能好于傳統方式,雖然電源的元件比較多、成本會提升,但線圈為控制芯片供電,負載條件差、精度要求高,這樣的條件下是特別適合的。
作者:杜芳艷單位:陜西省神木職教中心